Системи захисту силових напівпровідникових приладів від аварійних струмів і перевантажень

 

ТАВРІЙСЬКИЙ ДЕРЖАВНИЙ  АГРОТЕХНОЛОГІЧНИЙ УНІВЕРСИТЕТ

 

 

РЕФЕРАТ

 

на тему:

 

“Системи  захисту силових напівпровідникових приладів від аварійних струмів  і перевантажень”

“Пристрої для  плавного пуску-гальмування електро  двигунів”

 

    

 

 

 

 

 

Роботу выконав:                                                                                                                                                             Студент 31 ЕН                                                                                                                                           Кондратенко К.Г.

 

 

 

 

 

 

Мелітополь 2013

1. Системи захисту силових напівпровідникових діодів та IGBT від аварійних струмів і перевантажень

1.1. Загальні відомості  
До діодам, використовуваним в силовій електроніці, зазвичай висувають такі вимоги:

•  
  висока напруга пробою (high breakdown voltage) і висока здатність навантаження по струму (high current carrying capability);
•  
  невеликий час затримки при перемиканні (switching time delay) і малий час наростання (rise) і спаду (fall) струму;
•  
  незначний час відновлення (negligible reverse recovery);
•  
  низьке падіння напруги (low voltage drop) в проводяться стані.

 
На жаль, виконання цих вимог  неможливо в одному одиничному діод, тому існує кілька різних видів діодів. Використання певного виду діодів залежить від конструкції схеми.  
 
Таблиця 1.1.1. Основні параметри діодів

Type	Maximum Breakdown Voltage	Maximum Current Rating	Forward Voltage Drop	Switching Speed	Applications
High Voltage Rectifier Diodes	30kV	~ 500mA	~ 10V	~ 100nS	HV circuits
General Purpose diodes	~ 5kV	~ 10kA	0.7 - 2.5 V	~ 25 m S	50 Hz Rectifiers
Fast Recovery	~ 3kV	~ 2kA	0.7 - 1.5 V	<5uS	SMPS. Inverters, Resonant ckts.
Schottky Diodes	~ 100V	~ 300A	0.2 - 0.9 V	~ 30nS	LV HF Rectification
Power Zener Diodes	Operates in break down ~ 300 V	~ 75 W	-	-	References, Voltage Clamps

 
 
Як видно з таблиці 1.1.1, звичайні діоди використовуються для високої  напруги і високого струму (якщо швидкість перемикання не має  значення). Діоди з високою швидкістю  перемикання мають обмежені характеристики по напрузі і струму (restricted voltage and current ratings) і, якщо вони використовуються в пристроях з великим навантаженням (high stress application), вони повинні бути включені паралельно (in parallel) або послідовно (in series) з метою запобігання ушкоджень (to avoid damage).  

1.2. Основні характеристики діода  
1.2.1. Максимальний середній прямий струм (average forward current), I _FAV, {I _FAVM} звичайно обумовлений (specified) даної температурою. Наприклад:  
 

2.  
   Максимальний діючий прямий струм, I _FRMS {I _FRMSM} - це максимальне значення чинного прямого струму, який вказує (to indicate) на здатність розсіювання тепла (heat dissipation capability) діодом (I ² R). Наприклад:

 
 
 
 
1.2.3. Максимальний імпульсний повторюваний  прямий струм I _RM (peak repetitive forward current), який визначається як напівхвиля синусоїди (half sine wave), що досягає нульове значення за 10 mS.  
1.2.4. Максимальний імпульсний неповторяющийся (non-repetitive) прямий струм, I _FSM - це струм 10 mS напівхвилі при певній температурі. Цей струм може бути повторюваним до тих пір, поки (as long as) не перевищено (to exceed) максимальна температура переходу.  
 
1.2.5. Максимальна імпульсна повторюване зворотна напруга U _RRM (repetitive peak reverse voltage) дає миттєве (instantaneous) і тривалий (continuous) зворотна напруга, що може бути докладено до діода без подальшого лавинного пробою.  
 
1.2.6. Максимальна імпульсна неповторяющееся зворотна напруга U _RSM - це максимальне миттєве імпульсна зворотна напруга, яка може бути докладено до діода зазвичай з періодичністю 10 mS без подальшого лавинного пробою (without causing avalanche breakdown).  
 
 
1.3. Лавинний пробій в pn структурах  
Лавинний пробій відбувається в тому випадку, коли до діода докладено високе зворотне напруга і сильне електричне поле створює збіднену область. Ефект лавинного пробою залежить від концентрації домішок в збідненим шарі. Неосновні носії цього шару викликають невеликий струм витоку. Вони прискорюються полем (they are accelerated by the field) до досить високих значень енергії і іонізують атоми кремнію (ionize silicon atoms) під час зіткнення (during collision) з ними. Створюється нова пара «дірка - електрон» (hole-electron pair), яка збільшує швидкість у зворотному напрямку (in opposite direction), викликаючи подальші зіткнення і іонізацію, і, в кінцевому рахунку - лавинний пробій.  
 
 
 
Малюнок 1.3.1. Прямо і назад зміщені діоди, зміна розміру збідненого шару.  
 
Малюнок 1.3.2. Типові характеристики діода

4.  
   . Пробій Зенера

 
 
Пробій Зенера (Zener breakdown) відбувається в сильнолегованого області переходу (heavily doped junction region) (тому що вона найкращий провідник). Якщо докладено зворотна напруга і збіднений шар дуже вузький (too narrow) для лавинного пробою, електричне поле буде рости (the electric field will grow). Але електрони притягуються (are pulled) прямо з валентної зони (from the valence band) на стороні Р (on the P side) в зону провідності (to the conduction band) на стороні N. Якщо зворотний струм обмежений (is limited), цей вид пробою буде руйнівним (not destructive).  

Малюнок 1.4.1. Робоча зона діода Зенера

 

4.  
   . Типи діодів і їх параметри

 
 
Діоди - це не тільки одиничні компоненти (single components), вони можуть бути використані  в модулях. Часто діоди є складовою  частиною транзисторних модулів (transistor modules).

Малюнок 1.5.1. Типовий діодний модуль

 
 
1.5.1. Діоди загального призначення  (general purpose diodes):

•  
  мають відносно великий час відновлення (25nS) (relatively high reverse recovery time);
•  
  використовуються в низькочастотних пристроях (1 кГц) (used in low frequency applications);
•  
  мають високий рівень струму (1-10000 А);
•  
  мають високий рівень напруги (50-5000 В);
•  
  зазвичай виготовляються з використанням дифузійного процесу.

 
1.5.2. Швидкодіючі діоди (fast diodes):

•  
  мають мале (low) час відновлення (<5nS);
•  
  використовуються і в імпульсних джерелах живлення (switched mode power supply), і в інверторних схемах (inverter circuits);
•  
  мають достатньо високий рівень струму (1-3000 А) (high current ratings);
•  
  мають достатньо високий рівень напруги (50-2000 В);
•  
  для рівня напруги для виготовлення діодів використовують епітаксійних підкладку для більш швидкого перемикання, сo часом відновлення 50Ns.

 
1.5.3. Діоди Шотки: 

•  
  бар'єрний потенціал, створюваний (created) в кремній металевому

 
переході анода, усуває (eliminate) проблему накопичення заряду (charge storage problem);

•  
  металевий шар обложений (deposited) на тонкому епітаксиальні N шарі;
•  
  неосновні носії відсутні, тому час рекомбінації дорівнює нулю і процес перемикання залежить тільки від основних носіїв;
•  
  на час відновлення впливає ємнісний опір кремній металевого переходу;
•  
  мають відносно низьке пряме падіння напруги (voltage drop), обумовлене рівнем концентрації домішок, з цього випливає бар'єрний потенціал (0,2-0,9 В);
•  
  більший струм витоку ( мА);
•  
  низький рівень струму (1-300 А);
•  
  низький рівень напруги ( В).

 
1.5.4. Силові діоди Зенера (напівпровідниковий  стабілітрон):

•  
  сильно леговані і створені (designed) для роботи в області лавинного пробою;
•  
  тривала потужність (continuous power rating) має середній показник (250 mW - 75W);
•  
  можуть використовуватися для придушення перешкод як обмежувач (can be used in transient suppression as a clamp), при цьому поглинає (to absorb up) в імпульсі до 50 кВт.

 

4.  
   . Послідовне і паралельне з'єднання діодів

 
 
При розробці високовольтних силових перетворювачів (high voltage power rectifiers) з використанням діодів діоди можуть бути з'єднані паралельно або послідовно для підвищення характеристик (to increase ratings).  
 
Якщо діоди з'єднані послідовно (are connected in series), ріс.1.6.1, спільний ефект (combined effect) збільшує замикаючу спроможність (to increase the reverse blocking capability). Коли струм тече в прямому напрямку, обидва діода проводять один і той же струм (the same current) і падіння напруги на них однакові (similar). Однак, зворотна напруга на кожному окремому діод може істотно відрізнятися залежно від (dependant on) характеристики кожного діода.

Малюнок 1.6.1. Послідовне з'єднання  діодів

 
На ріс.1.6.1 показані різні характеристики, за якими видно відмінності зворотних напруг. Для рівномірного розподілу зворотної напруги (exact reverse voltage division) між діодами використовуються шунтуючі резистори (resistors). Опір обчислюється (the resistance is calculated by) звичайним методом.  
 
На ріс.1.6.1 можна побачити, що падіння напруги на діод не приведе до пробою, але в діод виникне лавинний пробій.  
 
Наприклад:  
 
Якщо Us = 4000V і зворотний струм (витоку) при U _RRM для кожного діода I _R = I _RRM = 50mA, тоді I _R1 = I _R2 = 10I _R, що дає R ₁ = R ₂ = 2000/500мA = 4MOм. Стандартне значення 4.7MOм найбільш прийнятно. Втрата потужності (power loss): (10 I _R) ² R ₁ = (500m) ² 4.7MОм = 1.2Вт. Значення потужності 2Вт найбільш прийнятно (preferred).  
 
Для подальшого вирівнювання перехідною різниці потенціалів використовується додаткова (additional) послідовна RC ланцюг, розташована паралельно кожному діоду на додаток до R ₁ і R ₂ (in addition to).  
 
Паралельне з'єднання (parallel connection) діодів збільшить здатність навантаження по струму. Якщо можливо узгодити діоди (to match diodes), щоб досягти приблизно однакового поділу струму (approximately equal current sharing), то це повинно бути зроблено. Однак у випадку, якщо не відомі точні характеристики, можна використовувати вирівнюючі резистори.

Малюнок 1.6.2. Паралельне з'єднання діодів

 
 
На ріс.1.6.2 показані різні характеристики, за якими видно відмінності струмів  в кожному діоді. Для визначення опору використовується звичайний  метод.  
 
Наприклад:  
 
Максимальний середній струм в однієї гілки мостового випрямляча (in one leg of a bridge rectifier) ​​- 3000 А. Якщо U _R1 = U _R2 = U _R3 = 1V, тоді R ₁ = R ₂ = R ₃ = 1B/1000A = 1мОм.  

2.2. Перехідні процеси при перемиканні IGBT

 
 
Характер перехідного процесу (switching transitions) при перемиканні є найважливішою характеристикою (the most important performance feature) будь-якого напівпровідникового комутаційного приладу. Розуміння характеру перехідного процесу перемикання приладу дозволяє значно поліпшити ефективність його використання в різних пристроях (utilization in the various applications).  
 
Так як в більшості випадків навантаження носить індуктивний характер (most loads are inductive in nature), транзистор піддається перенапряжениям (overvoltage) в перехідних режимах при включенні і відключенні (turn-on and turn-off transients). Тому IGBT досліджують за допомогою тестової схеми з індуктивним навантаженням, як показано на рис. 3.2.1 Індуктивність навантаження (load inductance) прийнята досить високою (is assumed to be high enough), щоб забезпечити незмінний струм навантаження (to hold the load current constant) протягом процесу перемикання. Зворотний діод (clamp diode) потрібен, щоб підтримувати електричний струм в котушці індуктивності (to maintain current flow in the inductor), коли проверяемое пристрій (device under test - DUT) вимкнене.  
 
 
Малюнок 3.2.1. Тестова схема з індуктивним навантаженням  
3.2.1. Перехідні процеси при включенні IGBT  
Перехідний процес при включенні IGBT з індуктивним навантаженням зображений на рис. 3.2.1.1 Перехідні процеси при включенні IGBT дуже близькі до процесів в MOSFET, так як IGBT по суті діє як MOSFET протягом більшої частини інтервалу включення (during most of the turn-on interval). Напруга затвора U _G, прикладена до висновків затвор - емітер (applied across the gate to emitter terminals) IGBT, зростає по експоненті (rises up in an exponential fashion) від нуля до U _GE завдяки RC-ланцюга, що складається з опору затвора R _G і ємності затвор-емітер C _GE. Ємність C _GC, викликана ефектом Міллера, дуже мала завдяки високому напрузі, прикладеному до відповідних висновків транзистора.  
 
 
 
Малюнок 3.2.1.1. Перехідний процес при включенні IGBT на індуктивне навантаження  
Далі напруга затвор - емітер U _GE продовжує збільшуватися, і струм стоку починає лінійно зростати (to increase linearly), як показано на малюнку. Завдяки зворотному діоду, напруга колектор - емітер (the collector to emitter voltage) залишається на рівні U _DC, оскільки струм через IGBT менше ніж I _0. Коли через IGBT починає текти струм повного навантаження (the full load current), але транзистор ще перебуває в активній області (active region), напруга затвор - емітер стає тимчасово зафіксованим (temporarily clamped to) на рівні U _{GE, Io,} який є напругою, потрібним для підтримки струму (required to maintain current) через IGBT на рівні Io. На цьому етапі (at this stage) напруга колектор-емітер зменшується на двох характерних інтервалах (distinctive intervals) t _fU1 і t _fU2. Перший часовий інтервал відповідає проходженню через активну область (corresponds to the traverse through the active region), а другий інтервал відповідає завершенню перехідного режиму в омічний області (to the completion of the transient in the ohmic region). На цих інтервалах ємність Міллера зростає і починає розряджатися, щоб підтримати напруга затвор-витік незмінним (to maintain the gate to source voltage constant). Коли ємність Міллера повністю розряджена (is fully discharged), напруга затвор - емітер увелічівавется до U _G, і IGBT входить в глибоке насичення (goes into deep saturation). Результуючі комутаційні втрати при включенні (resultant turn-on switching losses) показані на малюнку. Втрати енергії можуть бути приблизно оцінені через вираження (is approximately estimated via):  
.  
Наведені форми кривих при комутації (switching waveforms) ідеальні і не враховують ефект відновлення зворотного діода. Якщо ж цей ефект враховувати, то додається викид (additional spike) в кривій струму, як показано на малюнку. При цьому необхідно враховувати додаткові втрати енергії всередині транзистора.  
3.2.2. Перехідні процеси при відключенні IGBT  
Перехідний процес при відключенні (the turn-off switching transient) IGBT в ланцюзі з індуктивним навантаженням зображений на ріс.3.2.2.1  
 
 
 
Малюнок 3.2.2.1. Перехідний процес при відключенні IGBT  
Коли негативний керуючий сигнал прикладається до переходу затвор-емітер, напругу затвор-емітер починає лінійно зменшуватися. Як тільки напруга затвор-емітер впаде нижче порогового напруги (drops below the threshold voltage) (U _{GE (th)),} напруга колектор-емітер починає лінійно збільшуватися. Струм через IGBT залишається незмінним протягом цього інтервалу з моменту виключення зворотного діода. Коли напруга колектор-емітер досягає вхідної напруги (input voltage) U _DC, зворотний діод відкривається, і струм в IGBT лінійно падає (falls down linearly). Швидке падіння струму (rapid drop in current) в IGBT відбувається протягом тимчасового інтервалу t _fi1, який відповідає відключенню MOSFETной частини IGBT (рис. 3.2.2.2). Залишковий струм колектора (tailing of the collector current) припиняється протягом другого інтервалу t _fi2 завдяки накопиченому заряду (stored charge) у дрейфовой n ^- області приладу. Це відбувається внаслідок того, що MOSFET вимкнений, і відсутня зворотна напруга (reverse voltage), прикладена до висновків IGBT, яке могло б генерувати (generate) негативний струм стоку для того, щоб видалити (to remove) залишковий заряд. Єдиний спосіб для видалення залишкового заряду - рекомбінація всередині дрейфовой n ^- області (recombination within the n-drift region). Для того, щоб зменшувати падіння напруги у включеному стані, необхідно щоб час існування надлишкових носіїв заряду (excess carriers lifetime) було великим. Тому час протікання залишкового струму збільшено (the duration of the tail current becomes long). Це призводить до додаткових комутаційним втрат всередині пристрою. Час протікання залишкового струму збільшується також із збільшенням температури. Отже (hence), повинен бути знайдений компроміс між значенням падіння напруги в стані "включено" і швидкістю відключення.  
 
 
 
Малюнок 3.2.2.2. Схема заміщення IGBT  
Видалення залишкового заряду стає більш інтенсивним (greatly enhanced) з додаванням буферного n ⁺ - шару, який діє як стік для надлишку дірок (which acts as a sink for the excess holes) і значно зменшує час рекомбінації. У цьому шарі носії заряду мають більш короткий час життя, що призводить до більш інтенсивної рекомбінації всередині цього шару. Результуючий градієнт (resultant gradient) концентрації дірок (hole density) у дрейфовой області викликає рух дифундуючих дірок (cause a large flux of diffusing holes) до буферної області, яка значно активізує процес видалення дірок з дрейфовой області та вкорочує час t _fi2. Така структура пристрою носить назву "IGBT з наскрізним пробоєм" (punch-through, PT), в той час як структуру без n ⁺ буферної області відносять до "IGBT без наскрізного пробою "(non punch-Tthrough, NPT) (рис. 3.2.2.3).  
 
 
 
Малюнок 3.2.2.3. Структура IGBT: Non Punch Through (a) і Punch Through (b)  
Втрати енергії при відключенні, показані на рис. 3.2.2.2, можуть бути оцінені (can be evaluated) подібно втрат включення, а саме,  
 
 
2.3. Зона безпечної роботи IGBT  
Зона безпечної роботи (Safe Operating Area, SOA) силового напівпровідникового приладу - це діапазон зміни максимальної напруги та струму «колектор-емітер», при якому забезпечується безпечний тепловий режим роботи приладу.  
 
Зона безпечної роботи прямого зміщення (forward bias safe operating area, FBSOA) і зона безпечної роботи зворотного зсуву (reverse bias safe operating area, RBSOA) являє собою SOA пристрої з прямосмещенного або обратносмещенного емітерним переходом відповідно (respectively).  
 
IGBT має стійку (robust) зону безпечної роботи як при включенні, так і при виключенні (during both turn-on and turn-off). Зона безпечної роботи прямого зміщення (FBSOA), показана на рис. 3.3.1 (a), є площею, яка від шпаруватості, як і у силових MOSFETов.  
 
Зона безпечної роботи зворотного зсуву (RBSOA), показана на рис. 3.3.1 (b), відрізняється від FBSOA. RBSOA скорочується (cut out) в міру збільшення dU _ce / dt для того, щоб уникнути внутрішнього блокування. Цей стан виникає (exists), коли великі значення dU _ce / dt призводять до виникнення імпульсу прямого струму (may give to the rise to a pulse of forward current) в напівпровідниковій структурі приладу, який діє як імпульс струму затвора, здатний включити прилад. На щастя, значення dU _ce / dt, які могли б викликати блокування (latch up) IGBT, набагато вище (much higher), ніж у інших напівпровідникових приладів.  
 
Граничне значення I _CM вибрано так, щоб уникнути (to avoid) блокування. Крім того, максимум напруги U _GE визначений (specified) так, щоб обмежити струм аварійного стану (to limit the current during a fault condition) до I _CM, змушуючи прилад вийти зі стану "включено" (forcing the device out of the on-state) в активну область, де струм стає постійним незалежно (regardless of) від напруги витік-стік. IGBT в цьому стані повинен бути швидко вимкнений, щоб уникнути надмірного розсіювання потужності (to avoid excessive dissipation). Можливість запобігання блокування (the avoidance of latch up) і безперервне регулювання затвором (continuous gate control) струму колектора - дуже важливі властивості напівпровідникового приладу.  
 
 
 
(A) (b)  
 
Малюнок 3.3.1. Зона безпечної роботи прямого зміщення (a)  
 
і зона безпечної роботи зворотного зсуву (b)  
2.4. Вимоги до драйвера затвора IGBT  
IGBT - керовані напругою (voltage controlled) прилади, в яких напругою затвора управляється провідність каналу "колектор - емітер" (collector-to-emitter conduction). Рекомендована схема управління передбачає значні напруги зсуву для включення і відключення (substantial on and off biasing), як показано на рис. 3.4.1  
 
 
Малюнок 3.4.1. Типова схема драйвера затвора  
Завдяки великій вхідний ємності "затвор - емітер" для IGBT можуть використовуватися методи управління MOSFETом (MOSFET drive techniques). Однак, зсув для відключення повинно бути більш значним. Для забезпечення повного насичення зазвичай застосовують +15 В-ний драйвер затвора. Негативна напруга зсуву використовується, щоб підвищити стійкість (to improve immunity) IGBT до швидкості наростання напруги колектор - емітер, перешкодам (noise), а також зменшити втрати при відключенні, як показано на рис. 3.4.2  
 
Малюнок 3.4.2. Вплив негативного напруги зміщення  
 
на втрати при відключенні  
Величина опору затвора R _G визначає динамічну ефективність (dynamic performance) IGBT. Через менший опір R _G - швидше заряджається і розряджається вхідна ємність (input capacitance), тим самим, зменшуючи час перемикання, втрати комутації та покращує несприйнятливість до dU / dt при включенні (рис. 3.4.3). Однак, мале значення опору може призводити до коливань (can lead to oscillations) в контурі «вхідна ємність - паразитная індуктивність з'єднувального проводу».  
 
Малюнок 3.4.3. Втрати перемикання в IGBT  
 
як функція опору затвора R _G  
Мінімальне значення пікового струму (peak current) джерела живлення драйвера затвора (gate drive power supply) і необхідна середня потужність (the average power required) визначаються за співвідношеннями  
 
 
 
P _aUg = U _GЕ * Q _G * F _s,  
 
де U _GE = U _{GE_on} + | U _{GE_off} |;  
 
Q _G - сумарний заряд затвора (total gate charge) (дані виробника);  
 
Fs - частота перемикання (switching frequency).  
 
 
Малюнок 3.4.4. Сумарний заряд затвора IGBT при перемиканні  
У багатьох приладах схема драйвера затвора повинна бути ізольована від керуючої ланцюга (needs to be isolated from the control circuit), щоб забезпечити розділення рівнів (to provide level shifting) і поліпшити завадостійкість (improve noise immunity). Це завдання може бути вирішена (can be met) при використанні імпульсних трансформаторів (by using pulse gate transformers) (рис. 3.4.5) або оптичної розв'язки (optical isolation).  
 
 
 
Малюнок 3.4.5. Типовий двохполярний драйвер затвора IGBT з імпульсними трансформаторами  
При використанні IGBT в двополярного включенні для запобігання наскрізної провідності (to prevent cross conduction) пари IGBT застосовують гальванічно розв'язані ланцюга затворів, що працюють в протифазі (рис. 3.4.6). При опторазвязке потрібно ізольоване джерело живлення для забезпечення харчування затвора.  
 
 
Малюнок 3.4.6. Типовий драйвер затвора з опторазвязкой  
Надійність роботи IGBT визначається не тільки його конструкцією і технологією виготовлення, але і схемотехническими і конструктивними рішеннями при розробці схем драйвера затвора. До них можна віднести наступні:  
 
- Мінімізація паразитної індуктивності між вихідним каскадом драйвера (driver output stage) і IGBT;  
 
- Мінімізація наведень (minimize noise coupling) за допомогою відповідних методів захисту;  
 
- Використання захисту (utilize gate clamp protection) від перенапруг на висновках IGBT;  
 
- Використання екранованих кручених пар (twisted pairs) між драйвером і IGBT;  
 
- Забезпечення в схемах з опторазвязкой стійкої роботи приладу в перехідному режимі при швидкості наростання напруги не менше 10.000 В / мс (для пристроїв з важким умовами комутації).